第一章 绪论
1.1 功率因数校正技术的发展
为了改善供电质量和提高电能利用率，满足越来越严苛的使用标准，功率因数校正（power factor correction，PFC）技术逐渐成为电源管理领域的核心。PFC 主要包含无源功率因数校正（passive power factor correction，PPFC）和有源功率校正（active power factor correction，APFC）两类。PPFC 结构如图 1-2 所示，其采用电感、电容、二极管等无源元件进行工作，利用电感和电容组成的网络进行滤波，结构简单，成本低，但是只能小幅度的提高功率因数，并且电感、电容的体积大，不适用于对体积有限制的场合，在大功率场合已逐渐被淘汰。
为了改善供电质量和提高电能利用率，满足越来越严苛的使用标准，功率因数校正（power factor correction，PFC）技术逐渐成为电源管理领域的核心。PFC 主要包含无源功率因数校正（passive power factor correction，PPFC）和有源功率校正（active power factor correction，APFC）两类。PPFC 结构如图 1-2 所示，其采用电感、电容、二极管等无源元件进行工作，利用电感和电容组成的网络进行滤波，结构简单，成本低，但是只能小幅度的提高功率因数，并且电感、电容的体积大，不适用于对体积有限制的场合，在大功率场合已逐渐被淘汰。
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1.2 本文主要工作
本论文主要针对目前装备系统对可并联的模块化三相功率因数校正器的实际需求，对目前成熟的拓扑结构进行综合分析对比，选取适合的拓扑结构。采用合理的控制算法，以实现设计参数指标，达到满足装备要求的目的。
需研制的三相功率因数校正器的特点是交流输入电压和频率范围与工作温度范围宽，输出电压等级 270V，模块化和体积小。在研究开发的过程中主要针对以下方面。
（1）模块化及低输出电压研究
三相功率因数校正器工作范围为三相电压 85~140Vrms/400Hz，瞬态可到达180Vrms（1s）的宽输入电压范围，使对于电路结构的选择具有一定限制。现在工业应用中常使用三相六开关桥式升压电路作为功率因数校正电路，该电路属于单级结构，结构简单，使用半导体元器件较少，但是该电路输出电压高，对电路中使用的元器件耐压等级提出了较高的要求。比如，当输入相电压最高为 180Vrms 时，则线电压峰值约为 441V，则为了保证此时电路能正常工作，输出电压需设置为500V，同时考虑到电压的动态特性的波动和噪声电压尖峰，实际电压比 500V 更高，在该电压等级时能满足本项目小型化要求的高压瓷片电容目前无法满足使用要求，选型困难；三相六开关桥式升压电路在输入电压瞬态升高的情况下，存在大的输入电流浪涌，当浪涌电流过大会烧毁半导体器件，造成电路损坏，为了解决浪涌问题需要增加复杂的抗浪涌电路，增加了设计的复杂性和电路体积，不利于模块化小型化的要求；并且输出电压等级无法和机载的电路进行有效配合，需要在后级使用降压电路使输出电压满足机载要求，额外增加了系统的复杂性。
本论文主要针对目前装备系统对可并联的模块化三相功率因数校正器的实际需求，对目前成熟的拓扑结构进行综合分析对比，选取适合的拓扑结构。采用合理的控制算法，以实现设计参数指标，达到满足装备要求的目的。
需研制的三相功率因数校正器的特点是交流输入电压和频率范围与工作温度范围宽，输出电压等级 270V，模块化和体积小。在研究开发的过程中主要针对以下方面。
（1）模块化及低输出电压研究
三相功率因数校正器工作范围为三相电压 85~140Vrms/400Hz，瞬态可到达180Vrms（1s）的宽输入电压范围，使对于电路结构的选择具有一定限制。现在工业应用中常使用三相六开关桥式升压电路作为功率因数校正电路，该电路属于单级结构，结构简单，使用半导体元器件较少，但是该电路输出电压高，对电路中使用的元器件耐压等级提出了较高的要求。比如，当输入相电压最高为 180Vrms 时，则线电压峰值约为 441V，则为了保证此时电路能正常工作，输出电压需设置为500V，同时考虑到电压的动态特性的波动和噪声电压尖峰，实际电压比 500V 更高，在该电压等级时能满足本项目小型化要求的高压瓷片电容目前无法满足使用要求，选型困难；三相六开关桥式升压电路在输入电压瞬态升高的情况下，存在大的输入电流浪涌，当浪涌电流过大会烧毁半导体器件，造成电路损坏，为了解决浪涌问题需要增加复杂的抗浪涌电路，增加了设计的复杂性和电路体积，不利于模块化小型化的要求；并且输出电压等级无法和机载的电路进行有效配合，需要在后级使用降压电路使输出电压满足机载要求，额外增加了系统的复杂性。
综合考虑以上因素，降压型拓扑结构在装备应用场合有特别的优势，但是单独的降压型拓扑又不能满足 270V 直流输出的要求。所以本电路采用三相降压型拓扑和交错升压型电路级联的拓扑结构。为了完成校正器的设计，需对级联型功率因数校正器拓扑结构、控制算法、外围电路设计等进行深入研究。
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第二章 辅助供电反激变换器设计
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2.2 反激变换器的设计
本电路初始上电时由线性供电电路为反激电源的控制器供电，使电路可以正常启动；在输出直流 270V 电压建立后，控制器辅助供电直接从输出端取电，辅助供电的输入电压变化范围较小，并且功率较稳定，所以选用断续模式多路反激电路作为辅助供电电路是合适的。后文将针对输入：250~280V 直流供电，输出五路独立的+15V（3W）驱动、四路+10V（2W）稳压电源的设计和试验进行了叙述。因为本设计输出功率较小，对电源模块整体体积和输入输出封装有具体的要求，从而要求变压器的体积要小，所以功率电路采用工作于 DCM 模式的反激变换器。它的设计技术指标为：
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第二章 辅助供电反激变换器设计
2.1 反激变换器稳态原理
图 2-1 所示为反激变换器电路拓扑[30]与三种工作模式下的原边和副边电感电流波形。反激变换器有三种工作模式，即 CCM（电流连续）模式，BCM （电流临界连续）模式，DCM（电流断续）模式。
图 2-1 所示为反激变换器电路拓扑[30]与三种工作模式下的原边和副边电感电流波形。反激变换器有三种工作模式，即 CCM（电流连续）模式，BCM （电流临界连续）模式，DCM（电流断续）模式。
图 2-1(a)中 i1、i2 表示反激变换器变压器原边电感电流和副边电感电流，D 表示副边整流二极管，N1、N2 表示原边绕组和副边绕组匝数。Ts 表示开关管的开关周期。
2.2 反激变换器的设计
本电路初始上电时由线性供电电路为反激电源的控制器供电，使电路可以正常启动；在输出直流 270V 电压建立后，控制器辅助供电直接从输出端取电，辅助供电的输入电压变化范围较小，并且功率较稳定，所以选用断续模式多路反激电路作为辅助供电电路是合适的。后文将针对输入：250~280V 直流供电，输出五路独立的+15V（3W）驱动、四路+10V（2W）稳压电源的设计和试验进行了叙述。因为本设计输出功率较小，对电源模块整体体积和输入输出封装有具体的要求，从而要求变压器的体积要小，所以功率电路采用工作于 DCM 模式的反激变换器。它的设计技术指标为：
2.2.1 控制芯片选取
通过对指标的分析，基于输入电压和工作频率的要求，采用峰值电流控制方式。为了简化设计，本设计选用 InterSil 公司的专用电源控制芯片 ISL8842 作为反激电源的控制器。ISL8842 自带电压和电流反馈，芯片的内部集成了反馈基准、时钟发生器、运算放大器和比较器，可灵活设计控制环路，使 PWM（脉宽调制）波的精确输出和反馈的精确调节成为可能。ISL8842 集成了 MOS 管门极驱动电路，减少了使用者的工作，极大地提高了工作效率，降低了设计的复杂性。根据产品手册ISL8842 的供电启动工作阈值为 14.2V，供电关断阈值为 8.8V，滞环较宽，可以防止由于外部供电波动造成的误触发，保证供电电路稳定工作。
通过对指标的分析，基于输入电压和工作频率的要求，采用峰值电流控制方式。为了简化设计，本设计选用 InterSil 公司的专用电源控制芯片 ISL8842 作为反激电源的控制器。ISL8842 自带电压和电流反馈，芯片的内部集成了反馈基准、时钟发生器、运算放大器和比较器，可灵活设计控制环路，使 PWM（脉宽调制）波的精确输出和反馈的精确调节成为可能。ISL8842 集成了 MOS 管门极驱动电路，减少了使用者的工作，极大地提高了工作效率，降低了设计的复杂性。根据产品手册ISL8842 的供电启动工作阈值为 14.2V，供电关断阈值为 8.8V，滞环较宽，可以防止由于外部供电波动造成的误触发，保证供电电路稳定工作。
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第三章 三相降压型功率因数校正电路 ................................. 26
3.1 本文采用的拓扑结构 .................................. 26
3.2 交错升压电路 ........................................... 27
第四章 功率因数校正器并联均流控制 ........................................... 4
4.1 均流方法 ........................................ 49
4.1.1 有源均流法 ................................ 50
4.1.2 下垂法 ................................. 52
第五章 功率电路主要参数设计及整机实验 ................................... 56
5.1 系统设计 ................................. 56
5.2 电感 ................................... 56
第五章 功率电路主要参数设计实现及整机实验
5.1 系统设计 图 5-1 是本课题采用的三相降压型功率因数校正器的结构图,包含主功率拓扑、采样电路、控制电路、驱动电路和外部端口。 （1）主电路拓扑为三相降压型功率因数校正器+交错并联型升压电路的级联型拓扑，实现了高效率、高功率密度的模块化设计；
（2）交流电压采样电路、输出电流采样和电压采样实现了对电路工作状态的监控，并为控制器提供必要的信息；
（3）控制器采用 DSP 作为控制核心，通过数字控制算法，实现了 SVPWM 功率功率因数校正算法、交错升压电路驱动逻辑、电路保护和外部通信等功能，时变换器的核心。
（4）本设计包含多个开关管，需要的驱动电路复杂，为了降低电路难度，采用市场成熟的集成功率 MOS 管驱动芯片，可以提高驱动的可靠性。
（5）外部端口包括电路的使能端 PFC_ENA、通信端口 SERIALIN/SERIALOU。T，并且外部端口采用独立的供电，实现了与校正器其它部分电路的电气隔离，方便外部连接，增强了安全性，并隔绝了外部对校正器内部单元的干扰。
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第六章 总结与展望
本文在三相降压型功率因数校正器研制过程中，对高功率密度集成技术、数字高功率因数低谐波控制算法和并联均流技术展开了研究，通过对当前广泛应用的拓扑结构进行综合比较，合理选择方案，成功解决了模块化的机载功率因数校正器研制过程中的相关问题，研制成功了一款可并联的模块化三相降压型功率因数校正器，功率因数、电流谐波分量、效率、并联均流精度都达到了了设计参数指标，
本文在三相降压型功率因数校正器研制过程中，对高功率密度集成技术、数字高功率因数低谐波控制算法和并联均流技术展开了研究，通过对当前广泛应用的拓扑结构进行综合比较，合理选择方案，成功解决了模块化的机载功率因数校正器研制过程中的相关问题，研制成功了一款可并联的模块化三相降压型功率因数校正器，功率因数、电流谐波分量、效率、并联均流精度都达到了了设计参数指标，
满足装备使用要求。
本文设计的三相降压型功率因数校正器实现了85~140Vrms/400Hz宽输入电压范围、1.5KW 高功率密度集成，通过合理选用主电路拓扑，解决了传统升压型电路浪涌电流问题，提高了可靠性，降低了设计的复杂性和电路体积，并对电路中使用的磁元件盒半导体器件进行合理设计和选型，使校正器满足了模块化小型化（119.mm×63.14mm×13.0mm）的要求。
针对采用的三相降压型功率因数校正器的两级拓扑结构和对应控制方法，首先分析了交错升压电路的工作模式和优异的特性。说明了三相六开关降压型功率因数校正拓扑的工作原理，建立了校正器在同步旋转（d，q）坐标系下的模型，在模型建立以后说明了校正器的工作原理和架构，控制回路通过采样三相电压和电流信号，得到了准确的控制状态量。通过对空间电压 PWM 矢量的分析，弄清SVPWM 控制的原理，并对 SVPWM 的实现过程进行了详细的分析计算。最后，进行了 matlab 仿真，测得了各个环节波形，验证了原理的正确性。
参考文献（略）
本文设计的三相降压型功率因数校正器实现了85~140Vrms/400Hz宽输入电压范围、1.5KW 高功率密度集成，通过合理选用主电路拓扑，解决了传统升压型电路浪涌电流问题，提高了可靠性，降低了设计的复杂性和电路体积，并对电路中使用的磁元件盒半导体器件进行合理设计和选型，使校正器满足了模块化小型化（119.mm×63.14mm×13.0mm）的要求。
针对采用的三相降压型功率因数校正器的两级拓扑结构和对应控制方法，首先分析了交错升压电路的工作模式和优异的特性。说明了三相六开关降压型功率因数校正拓扑的工作原理，建立了校正器在同步旋转（d，q）坐标系下的模型，在模型建立以后说明了校正器的工作原理和架构，控制回路通过采样三相电压和电流信号，得到了准确的控制状态量。通过对空间电压 PWM 矢量的分析，弄清SVPWM 控制的原理，并对 SVPWM 的实现过程进行了详细的分析计算。最后，进行了 matlab 仿真，测得了各个环节波形，验证了原理的正确性。
参考文献（略）