第一章 绪论
1.1 课题研究的目的和意义
随着信息技术的迅猛发展和广泛的应用，许多集成电路和他们的辅助电路对DC-DC变换器提出了新的要求。如新一代计算机，他的 CPU（中央处理器）的核心供电电压和电流分别为 1V 和 130A，并且要求输入输出电流纹波小。显然随着电路芯片的集成度和运行速度的进一步提高，这样对 VRM（电压调节模块）提出了更高的要求：不仅要求低压大电流，同时当负载变化时电流动态响应速度要快、处理功率能力要更强、有效开关频率需要进一步提高、体积还要小等。这些要求对 VRM 形成了严峻的挑战[1]。在过去几年里，世界各国的研究人员对 DC-DC 开关变换器的研究方兴未艾，DC-DC开关变换器技术经历了巨大的变化。许多集成电路和他们的辅助电路所需的供电电压从过去的 5V 电压标准降低到了小于 1.5V。同时，负载电流也增大到了几年前不可想象的程度。现在一些电子系统需要电源能够提供输出电压为 2.5V、电流为 60A，或输出电压为 1.8V、电流为 60A，或输出电压为 1V、电流为 100A。在不久的将来，预计一些微处理器的供电电压会降低到 0.5V，电流会增加到 400A。
为了使 DC-DC 变换器在低压大电流基础上动态响应速度、效率、功率密度等技术指标上也能够上一个台阶，就需要一些新的技术来解决。这些技术包括交错并联（多重）技术、同步整流技术、磁集成技术、软开关技术等。其中交错并联技术以其自身的优点和其他一些技术结合起来可以给开关变换器开辟一条崭新的道路。如交错并联技术和同步整流技术相结合使商用变换器的效率能够达到高于 92%，而常规的变换器效率为85%。所以，研究交错并联技术有重大的现实意义。
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1.2 DC-DC 变换器发展现状及趋势
1.2 DC-DC 变换器发展现状及趋势
1.2.1 DC-DC 变换器发展现状
开关变换器可以实现 AC—DC 变换，DC—DC 变换和 DC—AC 变换。在 DC—DC变换电源模块市场上，美国在 DC—DC 变换器领域方面技术领先于其他国家，其中，美国比较知名的企业如 NI 公司和国家半导体公司等，从技术水平来看，我国在 DC-DC 变换器领域无论在拓扑结构和控制策略方面都与国外有一定的差距，近几年了，随着我国科技工作者的努力和企业的不断创新，这种差距也逐渐在缩小。西安交通大学、浙江大学、华中科技大学和哈尔滨工业大学在电力电子技术和电力电子传动方面投入了大量的人力和财力，国内学者也不断地在这领域追踪国外先进技术，同时不断地创新。现在DC-DC 变换器正朝着模块化，大功率、大电流方向发展。
在过去几年里，DC-DC 开关变换器技术经历了巨大的变化。许多集成电路和他们的辅助电路所需的供电电压从过去的 5V 电压标准降低到了小于 1.5V。同时，负载电流也增大到了几年前不可想象的程度。在不久的将来，预计一些微处器的动态要求为电流从 75-100-75 以 100A/μs 变化的突变负载，要求变换器输出电压差小于 60mV。同时要求变换器在 4μs 内恢复到输出电压的±1.5%以内。这些要求使集中式电源传输低压大电流的能量变得非常困难。设计者现在逐渐转向分布式电源系统结构，用来满足现今复杂负载对低压大电流的需求。
分布式电源系统产生一个高压直流母线（比如 48V），并且分配较小的电流到不同负载，在每个负载附近，有一个或者多个 DC-DC 开关变换器模块把母线电压变成负载所需的较低的电压源（比如 1V）。这些 DC-DC 开关变换器模块除了降压的功能外还提供电气隔离和增加负载动态响应性能的功能。分布式电源系统消除了集中式电源系统由于需要厚铜母线而产生的机械结构和成本问题。其较低的输出电压导致较大的输出电流并且使电压调整率降低。在 1999 年，测量得到变换器在 5V 时的高功率密度为 253W/in ，到 2001 年，功率密度增加到在 3.3V 时的 403W/in ，现今功率密度可达到高于 503W/in ，而高功率密度被认为大约为 903W/in 。磁元件和无源元件集成的不断发展对增加功率密度而不牺牲性能起到了很大的作用，特别对低压变换器，同步整流实现了变换器效率和功率密度的较大提高。同步整流技术和交错并联技术的结合使商用变换器的效率能够到高于 92%，而常规的变换器效率为 85%。
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第二章 Buck 变换器
2.1 引言
Buck 变换器又称为降压斩波电路。电路原理图如图 2-1 所示。它是由全控型电力电子功率器件 S、功率二极管 VD、由滤波电感 L 和滤波电容 C 组成的二阶低通滤波环节构成。
在实际电路中，开关 S 常采用全控型电力电子器件，如 GTR，MOSFET，IGBT 等。若采用晶闸管需设置使晶闸管关断的辅助电路。另外，为获得 Buck 变换器电路的基本工作特性而又不能简化分析，假定该 Buck电路是理想电路，理想条件是：
① 全控型电力电子开关器件 S 和功率二极管导通和关断是瞬间完成的，并且不考虑在导通时的通态压降；② 在一个开关周期内，输入直流电压iU 保持不变；输出电压比较平直，忽略开关纹波，认为输出电压的平均值oU 保持不变；③ 忽略电感等效串联电阻 ESL 和电容上等效电联电阻 ESR，认为其是理想的无源储能元件，忽略线路上的电阻；
降压型开关变换器在开关导通和关断过程中，忽略开关变换器的暂态过程，认为开关变换器已达到了稳态。按照电感电流在一个开关周期内总是大于零，把这种工作模式称为电流连续导电模式，即 CCM 模式；电感电流在一个开关周期内有时大于零，有一段时间等于零，把这种工作模式称为电流断续导电模式，即 DCM 模式；下面就分别分析这两种工作模式。
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2.2 电感电流连续模式
为单个降压型 Buck 变换器与两级交错并联 Buck 变换器电容电流有效值与占空比的函数关系。从图中可以得出相应的结论，两级交错并联 Buck 变换器与单个降压型 Buck 变换器相比，最大的电容电流脉动值减小了将近一倍，所以说，采用两级交错并联 Buck 变换器甚至两级以上交错并联技术，可以有效地降低流过电容电流的有效值，同时电流有效值降低之后，可以使流过电容电流的应力有所降低，可以提高变换器的安全可靠性。由单个降压型 Buck 变换器工作原理可知，电感电流的平均值等于负载电流，电感电流的脉动值流过电容。而在两级交错并联降压型 Buck 变换器中，流过变换器的输入电流被两级降压型 Buck 变换器的电流平分，所以，流过两级降压型 Buck 变换器中的电感电流为总输入电流的一半。在输入和输出功率相等的情况下，假设流过单级降压型Buck 变换器中的电感电流为 I，则存储在电感中的，则存储在电感中的磁场能按照公式（3-39）所示；而在两级交错并联 Buck 变换器中，两个电感中存储的磁场能按照公式（3-40）所示，从公式（3-39）和公式（3-40）可以看出，两级交错并联的 Buck 变换器存储的磁场能是单级降压型 Buck 变换器存储能量的一半。
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第三章 交错并联 Buck 变换器 ........................18
3.1 引言.........................................18
3.2 交错并联 Buck 变换器工作原理 ............................. 18
第四章 控制策略....................................30
4.1 引言...................................... 30
4.2 电压环控制方式.............................. 30
4.3 电流环控制方式.........................32
第五章 交错并联 Buck 变换器设计与仿真 ...................36
5.1 设计内容................................................... 36
5.2 参数计算与选择........................................... 36
5.3 交错并联 Buck 变换器的开环仿真 ................................. 37
第五章 交错并联 Buck 变换器设计与仿真
5.1 设计内容
并联运行技术经常用在大功率的场合，它通过功率变换单元的控制使功率在并联单元之间进行合理的分配，提高功率单元的可靠性和功率密度，降低整个系统的电压应力和电流应力，减小变换器的成体，提高系统性价比。而交错并联技术是在并联技术的基础上进行了改进。所谓的交错技术是指在功率变换电路中各个功率单元采用开关频率一致，驱动脉冲在时序上相互错开，从而使开关器件交错导通，基每个开关的驱动脉冲的周期和占空比都相同，但驱动脉冲开通时刻依次滞后并且持续开通时间相同。假设开关变换器由 N 个功率单元相同的变换器并联组成，则并联交错技术是开关频率或开关周期系统，各个开关依次滞后的时间为 T/N（其中 T 为开关周期），从而使每个并联的功率变换单元中轮流导通的电流依次交错开来。它是在没有增加开关变换器的开关损耗和元件上的电压电流应力的情况下，降低了交错并联输出的总电流纹波幅值，同时增加了电流纹波频率，相当于 N 倍频电流纹波，从而减小了滤波电容的体积和重量，提高了整个开关变换器的功率密度，减小了开关变换器的电磁干扰等问题，提高了变换器的输出电压质量，减小输出电压的纹波，使输出电压更加地平滑。
本论文主要采用两个降压型 Buck 变换器组成两级交错并联 Buck 变换器，依次控制开关管导通时间，使其中一个开关管导通时间滞后另一个开关管导通时间为 T/2，这样就能使两级 Buck 变换器的输出电流相互交错叠加，电流峰值和电流谷值相互叠加滞后合成的总输出电流纹波比较小，同时电流谐波频率是单级 Buck 变换器输出纹波的 2 倍，从而输出电流的脉动幅值比单级 Buck 变换器大大降低。流过电感电流对于两级降压型 Buck 变换器交错并联来说，交错并联总的输出纹波电流相当于 2 倍开关频率，电感纹波电流通过输出电容进行滤波，纹波电流频率的提高减小了电容量，同时变换器的体积和重量减小。改善输入电流波形，提高整个变换器的功率因数；提高系统效率和功率密度等等。正因为如此，并联交错运行得到了广泛的应用，比较典型的利用交错技术提升系统性能的主要有以下几种：用于 PFC 的四单元并联Boost 变换器；四单元并联 Flyback 变换器；航空所用两单元并联前置变换器系统等等。
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结论
本文定量分析了 Buck 变换器和交错并联 Buck 变换器的工作原理和电路各种波形，利用状态空间平均模型分析了系统的稳态特性和各种工作模式，并推导出动态数学模型。从而对交错并联 Buck 变换器进行理论性设计，在 MATLAB/simulink 环境下进行了仿真验证。在对交错并联 Buck 变换器开环仿真时，结果表明：输出电流纹波比电感电流纹波小。这是由于电感电流之间存在一定的相位差，会相互抵消；对于两相交错并联电路，当占空比 D=0.5 时，输出电流纹波反向完全抵消，理论上输出电流纹波为 0；输出电流的纹波的频率是电感电流纹波频率的两倍，根据仿真结果验证了理论分析的正确性和有效性。其次由于开环时没有根据输出进行实时调节，其输出电压无法达到设计要求。
当系统加入电压反馈后，只有 P 控制器作用时，当比例增益较小时，调节比例增益输出电压稳态值变化较大。当比例增益较大时，调节比例增益输出电压稳态值变化较小。虽然输出电压的大小可以通过调节比例增益而进行调整，但是比例增益很大时系统稳定性下降，并且输出电压超调量较大，无法满足设计要求。所以 P 控制器往往需要与其他控制器相结合使用，进而得到更好的控制效果。系统加入 PI 控制器后，由于积分的作用系统的稳态静差可以减小到允许的范围内。此时，比例增益对系统的超调量影响较明显，而积分增益的大小直接决定消除静差所需要的时间。但是积分增益增大的同时系统的震荡次数和幅度增加。通过不断调节比例增益和积分增益可以得到较为理想的输出电压波形，电压反馈闭环控制系统很好的实现了降压稳压功能，具有良好的抗输入电压干扰和负载突变干扰的能力，达到了设计要求。虽然最后调节的参数可以达到设计要求，但是其调整时间比较长，还有许多没有完善的地方。
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参考文献（略）
参考文献（略）