1引言
1.1 论文的研究背景和选题意义
1964年，德国的A.Schonung等人将脉宽调制技术从通信系统引入电力电子领域，对变流技术的发展起到极大的促进作用?随着现代电力电子技术的发展，变流装置的功率等级不断提高，各种各样从数MVA到几十MVA的电力电子装置在电力系统、大功率传动以及新能源发电等领域被越来越广泛地使用，如何进一步提高大功率电力电子装置的性能，降低成本，成为电力电子技术非常重要的发展方向。
电力电子器件的开通、关断时间往往随其电压、电流等级的增加而增加，也就意味着大功率器件在开关过程中电压、电流交叠面积更大，产生严重的开关损耗；
为了保证功率器件的核心工作温度在安全范围内，大功率变流设备的散热设计较复杂，往往需要特殊定制的散热器(如采用铜基板，或者埋设热管），和大型的散热风机，甚至采用液冷等其他更复杂散热方式，造成系统成本增加、辅助功耗增大、散热可靠性下降；通过模块化并联可以分散发热器件，解决部分散热问题，但是并联控制复杂，可靠性不高，数量较多的模块也会增加系统成本
由于元器件尺寸和散热的限制，功率单元（包括功率开关器件、滤波电容、散热器、叠层母排等）的设计不可能太紧凑，电路的杂散参数（主要是杂散电感）相对更大。较大的杂散电感在IGBT快速关断时会产生较高的电压尖峰，一方面带来严重的电磁干扰，另一方面，还有可能使功率器件的状态运行轨迹超出安全工作区，影响可靠性；此外，杂散电感和电容在开关过渡过程中的振荡会进一步恶化功率器件的运行环境，加剧电磁干扰，增加系统损耗，进一步降低系统可靠性。
软开关技术可以降低功率器件的开关损耗，从而允许变流器采用更简洁的散热设计，并可以更高的开关频率工作，控制的响应速度得以提高，同时交流侧所需的滤波器和直流侧滤波电容也随之减小，这些对于降低变流装置成本，简化系统维护，提髙系统性能都非常有利。
软开关技术可以使功率器件端电压或者（和）流过的电流按正弦或准正弦规律变化，降低了开关过程中的dv/dz和di/d/，以及杂散参数引起的电压尖峰和振荡，对于抑制开关过程产生的电磁干扰、提高系统可靠性具有明显的效果。综上所述，软开关技术，对于降低损耗、提高开关频率、简化散热设计、减小电磁干扰、提高系统可靠性都有明显的优势。随着技术的进步，功率等级的提高和应用范围的扩大，软开关变流器将逐渐成为变流技术发展的重要方向，并得到越来越广泛的应用。
1.2 三相电压源型PWM软开关变流器技术发展
为了解决RDCL和CRDCL的器件电压或电流应力、PWM调制及持续谐振损耗等问题，文献[38]提出了准谐振直流环节型软开关变流器，也有文献称之为直流环节并联谐振型（Parallel Resonant DC-Link)软开关逆变器。QRDCL型软开关变流器一般需要将一只辅助功率器件串联到直流母线上，同时将可控的谐振回路并联到直流母线之间，如图1-6所示。串联在直流母线上的辅助开关管在谐振回路工作前，将直流源与主变流桥臂断开，使直流源不再参与谐振过程，主桥臂功率器件的电压应力大大降低。此外，谐振支路的辅助功率开关管可以控制谐振仅在需要的时候动作，解决了 RDCL持续谐振损耗大的问题，同时也意味着它可以与传统的PWM调制策略兼容。但其缺点是：
后续，人们又对QRDCL软开关进行了一些改进。在与传统PWM调制策略兼容方面，文献[39]和[40]提出的新型调制方法，可以使谐振次数分别减少1/3和2/3。在拓扑简化方面，文献[41]和[42]提出的拓扑将辅助功率开关器件简化到三只；文献又进一步减少到两只，但其直流电压利用率较低，且可靠性不高；文献[44]对[43]进行了改进，但需要使用一个锅合电抗器，谐振回路体积和损耗增大。文献[45]和[46]提出的新拓扑只用两只辅助功率开关器件，但控制复杂，负载调节范围较窄；文献[47]和[48]又进行了一些改进，加入一只辅助二极管实现谐振电感能量的释放，但其它问题依然存在。文献[39]提到的拓扑也只使用两只辅助功率器件，但需要在直流侧串联两只较大的电解电容形成中性点，需要额外的电容均压电路，系统成本和损耗增加，此外该电路工作时需要设置多个与负载电流有关的谐振电感电流闽值，控制复杂，软开关在全负载范围内实现困难。文献提出的新拓扑可以使中间环节电压谐振到零后保持—段时间，但依然面临电流闽值问题，且位于直流母线间的功率器件要承受两倍直流电压。文献[50]提出的新拓扑解决了谐振电流闽值和电容中点电位问题，但电路拓扑过于复杂。文献[51]和[52]将一种QRDCL应用到了磁悬浮轴承功率放大器中，但依然存在电流阐值问题。文献[53]提出的新拓扑重点解决了谐振电容的电压应力和辅助开关器件的零电流关断问题，但依然存在电容中点电位问题，且电路复杂。文献[54]提出的新拓扑将辅助谐振回路所有的元件都并联接到直流母线间，降低了辅助功率器件的通态损耗，但依然存在电容中点电位问题。文献[55]提出的拓扑无电容中点电位问题，但电源端电流不连续。文献[56]提出的拓扑无中性点电位和谐振电流闽值问题，但是有一只辅助功率器件仍要串联到主功率回路中，通态损耗大。上述改进工作取得了一些成果，但是由于问题没有完全解决，QRDCL软开关技术的应用受到了一些限制。
2 IZCT型软开关变流器换流分析
2.1 IZCT型软开关变流器拓扑结构
本章首先介绍了 IZCT型软开关变流器的拓扑结构和理想状态下的软开关换流过程；接下来重点研究了在考虑功率二极管反向恢复时的IZCT软开关换流过程，并通过数学推导，给出了二极管反向恢复对IZCT软开关效果的影响机理；最后，通过试验验证了理论分析的正确性。
2.2 理想状态下IZCT型软开关变流器谐振过程分析
主桥臂功率器件在软开关期间流过的电流简略波形如图4- 6所示（软开通时，Di的反向恢复时间很短，忽略其反向恢复电流对通态损耗的影响）。其中，流过上桥臂二极管Di的电流/sr波形阴影部分基本可以互补（如增加的部分电流1、3正好与减少的2、4部分互补），流过下桥臂功率器件的电流fs4波形阴影部分虽不能完全互补，但增加的部分和减少的部分相差不大（如：阴影所示的5+8=7)，考虑到目前功率器件通态压降和等效电阻均较小，且谐振周期远小于PWM作用周期(开关周期），因此相较于硬开关，采用软开关时所带来的主桥臂功率器件额外的通态损耗基本可以忽略。
谐振支路的等效电阻主要包括：谐振电感的等效电阻、谐振电容的等效电阻、功率器件的等效电阻、直流支撑电容的等效电阻以及线路的等效电阻。其中功率器件的等效电阻己在前面主桥臂和辅助桥臂功率器件通态损耗计算时考虑，这里不再重复计算；谐振电容和直流支撑电容目前一般均采用薄膜电容器，这类电容即使在高频情况下依然会保持较小的等效电阻值（几毫欧）；线路的等效电阻可以通过使用薄且表面积大的叠层母排大大降低；而谐振电感的等效电阻一般随谐振频率的增加而增大，在谐振支路的等效电阻中占据绝大部分比例。
为f验证仿真的正确性，在不同谐振参数下，对软开关过程中的开关损耗进行了测量（测量方法同3.4.1中的描述），并与硬开关损耗进行了对比，如图4- 10所示（图中横坐标电流为半个基波周期内每对开、关动作期间的电流平均值）。从测试结果可以看出，软开关过程中的开关损耗随谐振参数的变化趋势与图4- 5基本吻合，当不考虑通态损耗时，软开关损耗在负载电流变化时，基本保持不变，且在较大的电流范围内均低于硬开关损耗。
3 IZCT型软开关变流器开关损耗计算...........45
3.1 软开关模式下二极管反向恢复...........46
3.1.1 硬开关模式下二极管反向恢复过程...........46
3.1.2 软开关模式下二极管反向恢复...........51
4 IZCT型软开关变流器损耗的仿真、试验分析及改进...........71
4.1 IZCT型软开关变流器损耗的仿真、试验分析...........71
4.1.1 IZCT型软开关变流器开关损耗仿真及分析...........71
4.1.2 IZCT型软开关变流器通态损耗计算...........74
4.1.3 IZCT型软开关变流器总损耗仿真及试验分析...........77
5 ARCP ZVT型软开关变流器换流及损耗分析...........93
5.1 考虑杂散参数的ARCP换流过程及损耗分析...........93
5.1.1 ARCP换流过程............................94
5.1.2 ARCP辅助换流过程..............................98
5 ARCP ZVT型软开关变流器换流及损耗分析
由前面的论述可知，IZCT型软开关技术在实际应用中，受二极管反向恢复影响较大，这主要是由于在谐振过程中，即使流过二极管的电流降为零，也不能避免反向恢复，二极管无法立即承受反向电压，此时开通相对管IGBT，其两端电压较高，与流过的二极管反向恢复电流存在较大的交叠面积，产生较大的开通损耗，这是ZCT型软开关技术的先天不足。与之相反，ZVT型软开关技术借助并联在功率开关器件两端的谐振电容，先使器件端电压谐振到零再进行开关动作，从原理上避免了二极管反向恢复现象的出现，在此点上，拥有ZCT型软开关无法比拟的优势。
文献[115]虽然介绍了杂散参数对换流过程的影响，但并没有建立损耗模型进行定量分析，也无法指导工程设计。本章将在考虑谐振回路杂散参数的前提下，建立包含杂散参数的ARCP换流过程方程及相应的损耗模型，并通过实验进行验证，以对ARCPZVT软开关变流器的工程设计提供技术支持。
5.1 考虑杂散参数的ARCP换流过程及损耗分析
通过以上措施，大约可以使谐振回路的ESR和ESL降低至当前试验条件的20%左右（当前试验平台使用的自制绕线电感等效电阻较大，并且IGBT模块端子排列不便于谐振电容的直接连接，因此谐振回路的杂散参数都比较大）。图5- 15对比了在不同负载电流、不同杂散参数（主要是谐振回路ESR和谐振电容支路的ESL)情况下的硬开关损耗与ARCP软开关损耗，可见，只要通过对ARCP软开关拓扑杂散参数的良好控制，可以使软开关获得比硬开关更高的效率。
本章揭示了考虑杂散参数影响的ARCP ZVT型软开关变流器换流过程，首次建立了包含杂散参数的换流过程方程和损耗模型。通过试验验证了换流方程和损耗模型的正确性，实测数据显示，损耗模型具有较高精度，换流过程总损耗误差在5%左右。谐振回路杂散参数对ARCP软开关技术有很大影响，特别是谐振回路ESR和谐振电容支路的ESL，如果谐振回路设计不合理会导致变流器的总损耗增大，严重影响ARCP软开关设备的效率。本章提出的换流过程方程和损耗模型对ARCPZVT型软开关变流器工程设计有一定的指导意义。
6结论和展望
6.1 结论
本文在“十一五”国家科技支撑计划项目“分布式供能系统高压变流器及软开关技术”的资助下，针对IZCT和ARCP ZVT极谐振型软开关变流器，在考虑非理想器件和线路杂散参数的影响下，进行了详细的理论分析，建立了损耗计算模型，提出了一些改进方法和设计建议，并通过仿真和试验进行了验证，得到的主要结论如下：
(1)分析了考虑二极管反向恢复时IZCT型软开关变流器的谐振换流过程，建立了含有二极管反向恢复过程的谐振状态方程，通过数学推导，首次从理论上分析了二极管反向恢复过程对软开关效果的影响，并进行了试验验证。与硬开关换流相比，IZCT型软开关变流器引入了 4次额外的二极管反向恢复，增加了总体损耗；开通过程中，辅助桥臂二极管的反向恢复会使谐振电容电压出现较大的负值，造成下一次关断过程中，谐振电流峰值减小，主桥臂功率器件关断窗口时间缩短；关断过程中，辅助桥臂二极管的反向恢复会使谐振电容存储的能量降低，造成下一次开通过程中，谐振电流峰值无法达到负载电流大小，主桥臂功率器件无法获得零电流开通条件。
(2)对比研究了软、硬开关模式下二极管的反向恢复过程，分析了软开关谐振参数对二极管反向恢复过程的影响；论证了两种基于线性恢复提取二极管载流子寿命方法的一致性及使用区别；提出了先计算软开关模式下二极管反向恢复时剩余载流子数量，再利用电荷控制方程重构线性化的二极管反向恢复电压和电流波形，并求解二极管反向恢复损耗的方法；首次建立了 IZCT软开关过程中4次二极管反向恢复剩余载流子数量的计算模型和相应的反向恢复损耗计算模型，模型计算结果与实测结果吻合。
(3)首次建立了含二极管反向恢复损耗的IZCT型软开关变流器总损耗模型，并在不同谐振参数下进行了仿真分析和试验研究，验证了模型的正确性。根据模型，可以对软开关变流器中关键参数和器件进行选取。在合理的参数设计和器件选择下，IZCT型软开关变流器可以获得比硬开关更高的效率。
参考文献（略）