本文是一篇电气自动化论文，本文主要对HFLMC的系统控制策略进行研究，从优化电流应力和提高并网的电能质量角度出发，使其更好的实现电动汽车与电网间能量的高性能传输。
1 绪论
1.1 课题背景与研究意义
近年来，随着环境问题的不断恶化，人类对大自然的保护意识也逐步提升，我国在成为世界上最大的能源生产消费国的同时，提出了“碳排放力争于2030年前达到峰值，努力争取2060年前达到碳中和”的发展目标[1][2]。面对环境污染日益加剧，传统化石能源储备稀缺这两大问题，可再生能源（如风能、潮汐能、太阳能）的开发逐渐成为了不可避免的时代任务，能有效缓解能源危机，我国的新能源具有很大的开发潜力，能源发展会有越来越多的机遇[3]。
若使用可再生能源发电，它的随机性和不稳定性会对电网质量造成影响，引起电网波动，这就需要电化学储能对电网进行补偿[4]。储能技术作为智能电网和发电系统中不可或缺的一部分，是电力系统中的关键环节，它可以更有效的消除昼夜间的峰谷差，使负荷平稳运行[5]。在我国能源发展的巨大推动力之下，新能源汽车作为移动的分布式储能得到迅速发展，在《中国制造2025》、《“十四五”规划》[6]等国家政策的支持下，我国新能源汽车产业取得阶段性的成就，很多企业如比亚迪、华为等也投入到了电动汽车的制造产业中。随着新能源汽车的日益发展，它的电池续航和成本等一系列问题也被关注[6][7]。
基于上述问题，V2G(Vehicle-to-grid)技术便被提出，用以实现电动汽车与电网间的能量互动，汽车电池通过白天从电网获取电量，晚上将多余电量回馈给电网，达到削峰填谷和降低成本等目的[8][9]。新能源汽车产业稳定发展的关键取决于充电桩的基础设施建设，较低的充电桩覆盖率也影响着电动汽车的发展，充电桩作为V2G的实现载体，在电网和储能装置间实现绿色连接，保证安全稳定的能量交互，实现直流和交流间的能量转换，因此如何设计一款双向充电的电力装置具有非常重要的现实意义和应用价值[10][11]。
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1.2 HFLMC研究发展及现状
1.2.1 拓扑发展现状 储能电池和电网之间通过双向功率变换器作为接口进行能量传递，双向功率变换器的基本要求就是实现AC-DC变换，文献[15]中列举出了常见的交直流双向变换器，传统的AC-DC双向变换器分为半桥[16][17]、全桥[18]和多电平转换器[19][20]拓扑等，文献[21]中的AC-DC变换器采用半桥拓扑，它通过控制两个开关管实现电压转换，具有较少的器件和较低的成本，但这种拓扑的直流侧电压直接加于开关管两侧，会产生较高的电压应力，且直流侧电容增加了变换器的体积，降低了拓扑的实用性[22][23]。文献[24]中使用的全桥转换器由四个开关管组成，直流侧电压是半桥拓扑的两倍，所以在相同功率下此拓扑电流是半桥转换器的一半，开关管有更低的电流应力，降低了开关损耗，提高了可靠性，因此高功率场合多选择全桥拓扑，但全桥拓扑和半桥拓扑一样，直流侧电压中都包含了电网的二倍频谐波分量，不利于电池安全充放电[25]。对于高电压高功率场合，多电平转换器有一定的应用前景，比如二极管钳位、开关钳位、电容钳位转换器等[26][27]，优点其一是有较低的开关管电压应力，可以通过降低开关频率来进一步降低谐波含量和开关损耗；其二是交流侧功率因数更高，直流侧纹波系数更小，但由于控制复杂、电路成本高等缺点，难以匹配合适的对象进行实际应用[28]。
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2 高频链矩阵变换器的前后级调制策略
2.1 高频链矩阵变换器的结构拓扑及工作原理
2.1.1 拓扑结构
HFLMC电路的系统结构图如图2-1所示，整个拓扑结构主要由以下几个部分组成：网侧LC滤波器，3-1矩阵变换器，高频变压器，单相全桥变换器，直流侧滤波器。
usa、usb、usc和isa、isb、isc分别为电网输入侧的三相电压和电流，iia、iib、iic和uia、uib、uic分别表示矩阵变换器输入的三相电流和电压，Lf、Rin和Cf构成了网侧LC滤波器，Rin表示线路及寄生电阻，3-1矩阵变换器由12个开关管Sxyz (x=a,b,c; y=p,n; z=f,r)组成，单相全桥变化器由4个开关管Sk (k=1,2,3,4)组成，Co和Lo构成了直流侧CL滤波器，uo、io表示直流侧电容电压和输出电流，udc、idc表示电池侧电压和电流，前后两部分由变比为n:1的高频变压器连接，Lk表示变压器内部漏感和外接电感之和，iL表示高频变压器原边电流，up、us分别表示高频变压器原副边电压。
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2.2 3-1矩阵变换器调制策略
2.2.1 传统双极性电流空间矢量调制策略
传统的双极性电流空间矢量调制(B-C-SVM)策略是以空间电流矢量为对象，在一个PWM周期内分解成扇区中两个相邻的有效矢量、两个极性相反幅值相同的有效矢量和零矢量，因此输出为正负对称的高频脉冲波形，避免了变压器偏磁。
3-1MC的每个开关状态都代表了一个输入电流的开关空间矢量，在αβ坐标系中，以60°为一个扇区间隔，电流空间矢量可以划分为K=1，2，3，4，5，6六个扇区，扇区I所占角度为-30°到30°，后续扇区以此类推循环往复，扇区划分及输入电压、电流的空间矢量瞬时值表示如图2-2所示。
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3 高频链矩阵变换器的换流策略 ........................ 31
3.1 传统四步换流方法 ........................... 32
3.2 新型两步换流方法 ............................ 33
3.3 仿真结果及分析 ................................... 35
4 高频链矩阵变换器的双闭环控制策略 ........................... 37
4.1 高频链矩阵变换器网侧模型建立 ............................ 37
4.2 高频链矩阵变换器功率传输分析 ...................... 38
4.3 基于虚拟电阻的有源阻尼控制 ......................... 37
5 实验平台软硬件设计 .................................... 51
5.1 硬件电路设计 ....................................... 52
5.1.1 控制器芯片选择 ..................................... 52
5.1.2 开关管参数设计及选型 ................................ 52
5 实验平台软硬件设计
5.1 硬件电路设计
5.1.1控制器芯片选择
要确保HFLMC系统正常运行，满足调制策略、换流策略和控制算法的要求，控制器选择需要符合以下条件：
(1)本文设计调制策略的矢量切换次数较多，控制器的定时器外设需要足够的通道生成不同开关动作时刻点的PWM信号，并且有足够通道生成HFLMC的前后级16个开关管的驱动信号。
(2)需要检测电路各级的电压电流信号实现系统的高性能运行，因此芯片需要足够的ADC通道实时监控信号。
(3)由于本实验平台所验证的调制策略和换流策略切换时间及步骤较多，需要进行复杂的逻辑处理和数学计算，因此处理器芯片必须具有高性能的快速数字处理能力。
(4)处理器要具备上位机软件支持，以便实时查看中间变量并且方便程序纠错和参数修改。
为此，HFLMC装置的核心控制器选择意法公司的ARM芯片作为控制算法芯片，型号为STM32F407ZGT6，主要负责信号采样、故障保护及控制算法的实现；辅助控制器选择Altera公司的CPLD芯片作为PWM波逻辑发生单元，型号为EPM570T100C5N，由于其结构简单、运算能力强等优点主要负责驱动信号的生成。
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6 总结与展望
6.1 总结
本文对HFLMC系统控制进行了一系列研究，主要研究内容从以下五点进行阐述：
(1)介绍了HFLMC拓扑的工作原理，设计配合桥内移相的九段式B-C-SVM策略，改变各电流矢量合成顺序，重新推导占空比表达式。分别对桥内移相和桥间移相两种移相调制方法下的电流应力进行量化分析，在不同工况下得到电感电流峰峰值的变化趋势，对比可得在一定电压范围内桥内移相能有效减小开关管电流应力，验证所设计方法的有效性。
(2)分析了3-1MC的换流机理，针对四步换流策略步骤复杂、开关管通断次数多等不足，采用两步换流策略，阐述并设计了换流策略的实施过程及换流顺序。
(3)建立HFLMC的网侧数学模型及功率传输模型，由于网侧LC滤波器会产生系统振荡，电感并联电阻的无源阻尼有较差的滤波性能且增加了系统体积，引入有源阻尼控制策略，将阻尼信号注入参考电流，可以有效抑制谐振点及高频谐波含量。
(4)设计双PI闭环控制策略，通过对网侧电流和直流侧电流的控制达到控制功率传输和网侧功率因数角的目的，有较好的动稳态性能。
(5)基于Matlab/Simulink环境搭建HFLMC仿真模型，对调制及控制策略进行仿真验证，基于Modelsim环境对两步换流策略进行仿真验证，搭建双芯片联合控制的HFLMC实验平台，实验验证了仿真和理论的正确性，再次证明本文设计方法的有效性与优越性。
参考文献（略）